Интегрални ШИМ контролери

ЕлектроникаСтатииСп. Инженеринг ревю - брой 5, 2014

Стефан Куцаров

Използването на широчинноимпулсната модулация (ШИМ, PWM) за регулиране на постоянната съставка на еднополярни правоъгълни импулси чрез изменение на техния коефициент на запълване не само продължава да има своето важно значение в съвременната електроника, но и продължава да нараства както в традиционни, така и в нови области.

В основата на това са създадените преди почти 40 години интегрални схеми (ИС) на ШИМ контролери (PWM Controller), без които е практически невъзможно съществуването на множество масово навлезли в индустрията и бита устройства и прибори. Трябва да се прибави и нарастващото място на ШИМ контролерите в различни специализирани ИС.

Естеството на всяка категория електронни устройства налага специфични изисквания към ШИМ контролерите, ползвани за регулиране на определен техен параметър, което обяснява съществуващото разнообразие на ИС. Същевременно, твърде често е възможно контролер за дадена категория устройства успешно да бъде използван и на други места.

Контролери за ключови стабилизатори без галванично разделяне
Постоянното входно напрежение VIN на тези стабилизатори може да е в твърде широки граници и основното предназначение на контролера е при всяка негова промяна да изменя коефициента на запълване (Duty Factor) D на своите правоъгълни импулси така, че да поддържа неизменна стойността на изходното напрежение VOUT.

Този принцип се използва във всички разновидности на стабилизаторите, като най-масовото му приложение е в синхронните понижаващи, чийто контролер е с наименование Synchronous PWM Buck Controller или подобни на него, а идея за свързването му е показана на фиг. 1.

За установяване на желано VOUT се използва делителят R3-R4, тъй като подаденото от него напрежение на извод FB се сравнява с фиксирано в ИС напрежение VFB, което е неин параметър. За прецизно стабилизиране на VOUT разликата между двете напрежения се усилва от блок в ИС с коефициент на усилване G. Когато този блок е усилвател на напрежение, коефициентът му се дава в dB, а при усилвател на проводимост – в mS.

Минималното VOUT е равно на VFB, а най-голямата му стойност не винаги се дава, тъй като зависи от максималния коефициент на запълване Dmax, параметрите на транзисторите и VIN. Типичният Dmax надхвърля 80% и по принцип намалява с увеличаване на честотата fo на импулсите. За установяване на желана минимална стойност на VIN се използва делителят R1-R2, чрез който част от напрежението се подава на вход UVLO и се сравнява с установеното в схемата на контролера VUVLO, също представляващо негов параметър.

При входно напрежение под минималното изходното напрежение се нулира, но в някои контролери (редове 1 и 2 на табл. 1) този вход липсва. За изключване на контролера и отново нулиране на VOUT на вход EN обикновено се подава лог. 0 с максимално напрежение VEN, докато при несвързан вход се осигурява нормална работа.

Честотата fo на импулсите на изходи НО и LO, която е и честотата на нежеланите пулсации на VOUT, се задава чрез резистора RT. Отбелязаният с прекъсната линия вход SYNC може да се използва за задаване на fo от външен генератор, при което RT не се поставя. При контролерите с фиксирана fo (дадените в редове 1, 3 и 6 на табл. 1) изводът RT липсва.

Максималнотоковата защита на съвременните стабилизатори е практически задължителна и на фиг. 1 се осъществява чрез подаване на пада на напрежение върху Rs на вход CS, който се усилва от блок в контролера и VOUT се нулира при надхвърляне на определена стойност.

Други разновидности на защитата са свързване на Rs между VIN и дрейна на TN, както и избягването му чрез измерване на пада на напрежение върху един от отпушените транзистори. Допълнителна защита е нулирането на VOUT, когато температурата на кристала на контролера достигне TSHDN.

За работа като синхронен стабилизатор трябва във всеки момент от времето единият NMOS транзистор да е отпушен, а другият – запушен. Отпушването се осигурява чрез напрежение VHO и VLO съответно на изводи НО и LO на ИС, а за запушване съответното напрежение се нулира.

Важни за нормалната работа на транзисторите са изходните съпротивления RHO и RLO на блоковете в контролера, свързани съответно към изводи НО и LO, както и максималните им изходни импулсни токове IHO и ILO в моментите на смяна на състоянието на транзисторите.

От тези величини и типа на транзисторите се определя максималният изходен ток Io на стабилизатора, който въпреки че не е параметър на контролера, понякога се дава в документацията му. При работа на контролера той консумира ток IIN от източника VIN, докато в изключено състояние (Shutdown) консумацията е ISHDN.

При включване на стабилизатора чрез подаване на VIN могат да протекат нежелано големи импулсни токове, за чието избягване се използва плавен старт (Soft Start). В контролера е вграден генератор на ток (типични стойности около десетина mA), който започва да зарежда кондензатора CSS, в резултат на което VFB и съответно VOUT плавно нарастват. Времето за установяване на нормалното VOUT се задава чрез CSS, за изчисляване на чийто капацитет в документацията има съответен израз.

В табл. 1 са основните параметри на контролери за понижаващи ключови стабилизатори без галванично разделяне на изхода от входа. В ред 1 са дадени три ИС, всяка с означената fo, докато fo на тази в ред 3 се избира чрез 2b число на предназначените за него входове.
В устройства с батерийно захранване, малки размери и сравнително малка постояннотокова консумация се използват понижаващи стабилизатори с един NMOS транзистор (TL на фиг. 1 е диод на Шотки).

Техните контролери са с описаното действие, но без изхода LO. Характерен пример е серията S-8540A на Seiko Instruments от контролери с вграден делител R3-R4 и съответно фиксирано VOUT със стойности 1.5, 1.8, 2.5, 3.3 и 5 V. Те работят с VIN между 2,5 и 10 V, от което консумират 180 mA и имат fo=600 kHz.

Със специфично действие за намаляване на IIN на 120 mA са IFX80471SKV50 (за VOUT = 5 V) и IFX80471SKV (за VOUT от 7 до 15 V чрез външен делител) на Infineon. То се състои в работа с честотноимпулсна модулация (PFM) при малки стойности на Io и автоматично превключване на ШИМ при надхвърляне на определена негова стойност. Контролерите работят с VIN между 5 и 60 V, имат максимална честота 360 kHz и осигуряват ток Io от 1 mA до 2,3 A.

Характерни приложения на всички контролери за понижаващи стабилизатори са в компютри, сървъри, базови станции на GSM мрежи, сателитни приемници, захранване на отдалечени товари, на цифрови сигнални процесори и програмируеми логически матрици.
Нарастват приложенията на понижаващите синхронни стабилизатори в автомобилите, за които се предлагат специализирани Automotive PWM Controller.

Характерен пример е ISL78210 на Intersil, предназначен за прибори със захранване от автомобилни акумулатори. Той работи с VIN между 3,3 и 25 V и чрез външните си резистори осигурява VOUT = 0,5 - 3,3 V, управлява драйвери с мощни NMOS транзистори за изходен ток до 30 А и е с работен температурен обхват от -40 до +105 °С.

Значително по-редките приложения на повишаващите стабилизатори определят малкия брой контролери за тях (обикновено синхронни – Synchronous Boost Controller), в чиято структура, действие и параметри няма съществени различия от тези за понижаващи стабилизатори.

Основните им приложения са за осигуряване на напрежения 12, 24 и 48 V най-вече в устройства с батерийно захранване и автомобили. Пример са LM5121 и LM5121-Q1 с еднакви параметри, но втората е в съответствие с изискванията на AEC-Q100. Работят с VIN = 4,5 - 65 V и могат да осигуряват VOUT до 100 V при програмируема чрез резистор fо със стойност до 1 MHz.

За реализация на стабилизирано VOUT, което е по-малко или по-голямо от VIN, се използват понижаващо-повишаващи стабилизатори с Buck-Boost Controller. Принципът на работата им е автоматична смяна на схемата на свързване на контролера в зависимост от съотношението на VOUT и VIN. Такъв контролер е S-8460 на Seiko Instruments, който изисква два външни NMOS транзистора, бобина и кондензатор за реализация на стабилизатор.

Контролерът работи с VIN = 2,2 - 18 V и осигурява VOUT = 2,5 - 6 V чрез външен делител. Работната му честота е 300 kHz, а стойността на IIN е между 75 mA и 0,9 mA в зависимост от работния режим. Ориентиран към автомобилостроенето е контролерът LM25118-Q1 на Texas Instruments, който има аналогичен брой основни външни елементи, работи с VIN = 3 - 42 V, чрез резистор се установява fo между 50 и 500 kHz, а работният му температурен диапазон е между -40 и +125 °С.

Контролерът МСР1632 на Microchip освен за тези стабилизатори може да се използва за повишаващи стабилизатори и като такъв от следващите два типа. Ползва един външен NMOS транзистор, работи с VIN = 3 - 5,5 V при консумация от него 5 mA, има разновидности за fo със стойност 300 и 500 kHz и работи в температурен диапазон от -40 до +125 °С.

Сред последните новости са цифровите ШИМ контролери (Digital PWM Controller, DPWM Controller), които засега се използват главно в понижаващи синхронни стабилизатори за DSP и телекомуникационни устройства.

Генерирането на импулсите с ШИМ в тях има като основни предимства по-малкото време на реакция при промяна на VOUT (резултат - намаляване на нежеланите му отскоци), лесното задаване и следене на няколко величини на стабилизаторите и управляването по цифров път на тяхната работа обикновено чрез някой от масово използваните интерфейси.

Принципът на действие се изяснява чрез фиг. 2, която е опростена структура на стабилизатор с дадения в ред 4 на табл. 2 контролер. Същността е, че всяка промяна на VOUT се превръща в число, което коригира в необходимата посока стойността на D с дадената като параметър стъпка и съответно го възстановява.

В случая блокът Dr осигурява IOUT до 35 A, а стойността на VOUT се задава чрез резистора R със съпротивление 0 ома за получаване на 0,62 V и 23,2 килоома за 1,2 V. Неговата грешка зависи от производствения толеранс на R – дадената в табл. 2 е при ±1%. Ако VOUT надхвърли определена стойност VOVP, се задейства защитата от свръхнапрежение и VOUT се нулира.

Стойността се задава по цифров път в дадените в табл. 2 граници със съответната стъпка и като параметър също фигурира грешката на задействане. Същото е и действието на UVLO. Контролерът следи и напрежението върху омичното съпротивление на бобината (между изводи +CS и -CS на Dr), което е пропорционално на IOUT и при достигане на определена стойност IOUTmax се получава зададеното по програмен път VCS за задействане на максималнотоковата защита и изключване на VOUT.

Грешката на това задействане също е в табл. 2. Вграден блок в контролера непрекъснато измерва температурата на кристала му, сравнява я със задаваната чрез съответната стъпка и при надхвърлянето на TSHDN отново VOUT се изключва. Грешката в температурата на задействане също е параметър.

Задаването на всички описани величини заедно с други функции се прави чрез I2C интерфейс, чиито два проводника са SDA и SCL.
Специфична особеност на контролерите от редове 1 и 2 на табл. 2 е реализацията на синхронни стабилизатори, което изисква два изхода PWM.

Контролери за ключови стабилизатори с галванично разделяне
Тяхното напрежение VIN се осигурява чрез изправяне на това от електрическата мрежа или представлява захранващото напрежение (типично 48 V) на класическите проводникови комуникационни мрежи, като всяка от разновидностите дава своето отражение върху структурата и параметрите на контролерите. Идея за действието на стабилизаторите от първия вид, каквито са дадените в редове 1 и 4 на табл. 2, е дадена на фиг. 3а.

Импулсите с ШИМ на изход G на контролера осигуряват работа на транзистора като ключ и върху първичната намотка на трансформатора Tr се получава импулсно напрежение с тяхната честота fo и амплитуда, практически равна на VIN. Кондензаторът CIN не позволява протичането на получения импулсен ток през източника на VIN. Намаленото напрежение във вторичната намотка на Tr се изправя за получаване на VOUT, което очевидно е галванично отделено от VIN.

Стойността на VOUT се осигурява по описания начин чрез R1-R2, като за галванично разделяне (включително на масите на VIN и VOUT) се използва оптронът Opt. Същият е и принципът на максималнотоковата защита, но вместо изходния ток се следи пропорционалният му ток в първичната намотка.

За простота не е показан начинът на задаване на захранващото напрежение VDD на контролера, а Ist е токът (Start-Up Current), който задейства блока за осигуряване на напрежението. На фиг. 3а не са отбелязани входовете UVLO, EN, RT и SS на контролера, тъй като по принцип имат същото действие, както в контролерите без галванично разделяне.
Контролерите на стабилизаторите от втория вид се захранват непосредствено от VIN (фиг. 3б) и примери за тях са дадени в редове 2 и 3 на табл. 3.

Контролери за LED осветление
Използването на светодиоди за осветление е популярно сравнително отскоро, като броят на ползваните в него контролери (LED Lighting PWM Controller) нараства. Наличието на променливотокови и постояннотокови мрежи определя наличието на две категории контролери, като същността на свързването на първите е дадена на фиг. 4а.

Изправеното мрежово напрежение VIN се прилага непосредствено само на част от контролерите (например този в ред 2 на табл. 4) и чрез вграден токоизправител, свързан към точка “а”, се осигурява захранващото им напрежение VDD. В други модели VIN не се подава на контролера, а чрез външен стабилизатор от него се получава VDD.

Основната задача на тези контролери е да осигурят работата на понижаваща ключова схема (с честота fo) за захранване на светодиодите LED. Тя не е стабилизатор не само за простота, а и защото практически не е необходимо стабилизирано захранване на LED. Плавното увеличаване на напрежението при включване на контролера и максималнотоковата му защита са както в схемата на фиг. 1.

Съществени параметри са необходимото напрежение VG на гейта на транзистора и максимално възможният й ток при смяна на неговото състояние. Съществуват разновидности на контролери (например даденият на ред 2 в табл. 4) с вграден NMOS транзистор. И в двата случая контролерите съдържат вече описаните UVLO и защита от прегряване на кристала.

Съществуват контролери, например този в ред 2, с допълнителен блок за контрол на температурата на самите LED чрез прикрепване към тях на термистор – захранването на LED се изключва при достигане на определена негова температура.

Контролерите за постояннотокови мрежи се свързват в съответствие с опрестената схема на фиг. 4 б и пример за тях е даденият на ред 1 в табл. 4, като драйверът Dr се захранва от VDr обикновено по-голямо от VDD. Импулсите с ШИМ на изход PWM са с честота fPWM и може да имат регулируем D за промяна на интензитета на светлината чрез управляващи сигнали на вход DIM.

В контролера на ред 1 се осигуряват 256 нейни стойности чрез интерфейса I2C (шината CON са неговите изводи SDA и SCL). Вход EN е за включване и изключване на светлината. С подобна структура, но с 3 блока за PWM и независимо регулиране на техните D, са контролерите за три групи LED. Последните могат да са бели или червен, зелен и син за едновременно изменение на интензитета и цвета на светлината. Типичен пример е LDS9033 на IXYS.

Контролери за електродвигатели
Голямото разнообразие в принципите на действие и, съответно, начините за управление на електродвигателите заедно с подчертания стремеж за регулиране на повече техни параметри с повишена прецизност влияе пряко върху изискванията към осигуряващите го контролери.

От друга страна, непрекъснато нарастващите възможности на микроконтролерите за разнообразни други приложения позволяват чрез подходящо програмиране да се използват и за управление на електродвигатели (производителите на микроконтролери дават в Application Notes конкретни схеми и програми за управлението на даден тип електродвигатели).

По тези причини не са много специализираните ИС на контролери, като те се ограничават главно за постояннотокови електродвигатели. Основно е регулирането на скоростта на въртене чрез тока на електродвигателя, който представлява ШИМ импулси с променлив D. Подробности по този въпрос могат да бъдат намерени в брой 8/2008, стр. 58-70 на списание Инженеринг ревю. В брой 1/2009 г., стр. 42-54 на списанието са дадени сведения за работата и схемите за управление на променливотокови електродвигатели.

Подобно на свързването на контролерите за ключови стабилизатори и тези постояннотокови електродвигатели изискват драйвер за осигуряване на тока на електродвигателя, но все пак има приложения без неговото използване (поради достатъчния изходен ток на контролера).

Сред типичните примери на контролери за безколекторни електродвигатели е серията UC1615/1625/1635 на Texas Instruments, различаващи се само по работния температурен обхват, и предназначеният за работа при наличие на радиоактивни лъчения UC1637-SP на същия производител.

За комуникационни устройства е ADT7470 на Analog Devices, който осигурява регулиране на скоростта на вентилаторите и измерва температурата в 10 техни точки. Контролерът IXDP610 на IXYS генерира импулси с DPWM, като стойностите на D се задават чрез 7- или 8-битови числа.

Контролери за компютърни захранвания
Съществен фактор за намаляването на размерите и теглото на преносимите компютри са малките бобина и кондензатор в понижаващите им ключови стабилизатори и най-вече в този на микропроцесора.

Технологичните ограничения за осигуряване на това чрез увеличаване на fo налагат използването на многофазни контролери (Multiphase PWM Controller) с брой на фазите n, който най-често е 2, 3 и 4 и по-рядко 8 и 12. Съществуват и контролери с възможност за задаване на n по програмен път.

Принципът на действие на тези контролери е изяснен чрез времедиаграмите на 3-фазен стабилизатор на фиг. 5. Контролерът е с 3 изхода за ШИМ импулси (PWM1, PWM2 и PWM3) с честота fo, които са дефазирани на 120°, като в общ случай при n фази дефазирането е 360°/n.

Всеки изход захранва отделен стабилизатор, а времедиаграмите показват формата и амплитудата на изходното им напрежение. Трите изхода са свързани паралелно и резултатът (горната времедиаграма на фиг. 5) е честота на пулсациите 3fо (или nfo в общ случай) и по-малка тяхна амплитуда.

Друго съществено изискване е осигуряването на голямо време на работа при захранване от акумулатор, което се постига основно чрез увеличаване на коефициента на полезно действие на стабилизатора и осигуряване на минималното необходимо захранващо напрежение на микропроцесора за даден негов работен режим.

За първото производителите предлагат различни решения, например контролерът в ред 2 на табл. 5 осигурява правопропорционално изменение на fo в зависимост от изходния ток на стабилизатора, а в контролера от ред 1 има няколко специфични допълнения за намаляване на продължителността на преходните процеси чрез подходящо формиране на ШИМ импулсите.

За осигуряване на минимално необходимото изходно напрежение на стабилизаторите VOUT импулсите от контролерите са с DPWM и стойността на D се задава от захранвания микропроцесор чрез N разредно двоично число, което се отбелязва с термините VID Controller и VID Technology. Промяната на числото с 1 определя стъпката dVOUT на изменение на VOUT, а грешката в установяване на напрежението е DVOUT.

Нормалната работа на контролерите изисква входното напрежение VIN да е в определени граници, като при надхвърляне на максималната му стойност, както и на максималната на VOUT, се задейства защита за нулиране на изходното напрежение. Аналогични на контролерите от табл. 1 са параметрите им RHO, IHO, RLO и ILO, а стойността на fo често се задава чрез външен резистор. Контролерът в ред 1 на табл. 5 допълнително следи температурата на микропроцесора и включва и изключва вентилатора му.

Други ШИМ контролери
Освен използваните в дадена масово разпространена категория прибори съществуват и множество ШИМ контролери с други не по-малко важни приложения. Типичен пример е МСР19114 на Microchip Technology, който се използва в различни конфигурации на ключови синхронни стабилизатори с галванично разделяне, като може да програмира значителна част от техните параметри например стойността на fo между 31,25 kHz и 2 MHz, напреженията VFB и UVLO и максимално допустимото входно напрежение (Input Overvoltage Lockout).

Работи с интерфейса I2C, съдържа EEPROM с обем 4096 В и има два драйвера за захранване на външни NMOS транзистори. Входното му напрежение е VIN = 4,5 – 42 V, от което се консумират 5 m, а работният температурен интервал е -40 ё +125 °С.

Също за ключови стабилизатори с галванично разделяне, но с възможност за работа с VIN = 10 – 450 V, което позволява както захранването му от електрическата мрежа през токоизправител, така и непосредствено свързване към 12-волтов акумулатор, е НV9120 на Supertex. Работната честота е между 100 и 200 kHz и се задава чрез резистор.

Съществуват ИС само за генериране на ШИМ импулси, които съвместно с универсални микроконтролери се използват за регулиране на изходното напрежение и ток на зарядни устройства за акумулатори, за коригиране на cosj, в различни видове ключови стабилизатори и в интелигентни захранващи системи.

Сред тях са МСР1630 и МСР1630V на Microchip, които имат fo до 1 MHz и работят с VIN = 3 - 5,5 V в температурен обхват -40 ё +125° С, като притежават вече описаните защити. Подобни са МСР1631НV и МСР1631VНV на същия производител, но с основни приложения за зареждане на акумулатори, LED осветление и захранване на микроконтролери. Тяхното VIN е между 3,5 и 16 V при fo до 2 MHz.

За ефективно използване на енергията от фотоволтаични панели е необходимо при променящо се тяхно напрежение и консумиран ток те винаги да работят в своята точка на максимална мощност (Maximum Power Point Tracking) MPPT. Към подобни приложения е ориентиран контролерът SM72445 на Texas Instruments, който има 4 изхода с ШИМ импулси за управление през драйвер на мостова схема от мощни NMOS транзистори в ключов понижаващо-повишаващ стабилизатор.

Контролерът следи напрежението и тока от панелите и променя D на импулсите за поддържане на МРРТ, като при промяна на някоя от величините възстановява МРРТ за не повече от 10 ms. Резултатът е максимален к.п.д. на стабилизатора от 99,5%, като контролерът има fo със стойности 110, 135 и 215 kHz (задавани чрез постоянно напрежение на съответния извод на ИС), притежава защити от недопустимо големи напрежение и ток на стабилизатора (фиксирани чрез външни резистори) и се управлява от I2C интерфейс.

Цифровите комуникационни мрежи ISDN осигуряват постоянно напрежение 40 V за работа на свързваните към тях устройства, което може да се получи чрез ключов стабилизатор с галванично разделяне, реализиран с контролера Si9113 на Vishay Siliconics. Той работи с VIN = 23 - 200 V и стойността на fo се задава между 100 и 500 kHz чрез външен резистор, като има UVLO и максималнотокова защита и UVLO.

Новият Специален брой: Машини, технологии, оборудване за Industry 4.0 /2018

Специален брой: Машини, технологии, оборудване за Industry 4.0 -2018

ВСИЧКИ СТАТИИ | АРХИВ

ЕКСКЛУЗИВНО

Top