Коригиране на фактора на мощността

ЕлектроапаратурaСтатииСп. Инженеринг ревю - брой 5, 2010

Коригиране на фактора на мощносттаКоригиране на фактора на мощносттаКоригиране на фактора на мощносттаКоригиране на фактора на мощносттаКоригиране на фактора на мощносттаКоригиране на фактора на мощносттаКоригиране на фактора на мощността

Активи и пасивни схеми за компенсация

   В ролята на пасивни устройства се използват главно два вида коректори - диодно-кондензаторни схеми и последователен контур.
Диодно-кондензаторни схеми (т.нар valley fill). Схема на такъв коректор е показана на фигура 1a. В лявата част на схемата е захранващата мрежа, а в дясната - захранваното устройство. Времето на провеждане на диодите от изправителния мост се удължава, защото кондензаторите се зареждат, свързани последователно, а се разреждат - свързани в паралел, от допълнителните диоди. На същата фигура (1б) може да се види и осцилограма на тока в мрежата при този вид компенсиране. Недостатък са безтоковите паузи, пикът в средата на полупериода и пониженото напрежение на постояннотоковите шини. Възможно е да се постигне фактор на мощността от порядъка на 0,7.
Последователен индуктор. При този начин на коригиране се поставя обикновена индуктивност на входа на изправителя. Ако индуктивността е голяма, то тя запасява достатъчно енергия, за да поддържа диодите от изправителния мост в провеждащо състояние за по-дълго време (дори за цял полупериод). Така се намаляват хармониците на тока. Твърде често задачата на индуктивността е да „премести” изделието от клас D в клас А (фигура 2).
В практическите условия бобините са тежки и обемисти. Стойностите на индуктивността трябва да са относително големи тъй като работят на ниска мрежова честота. Например, за да се изпълнят ограниченията на стандарта за клас А по отношение на 100 W импулсно захранване, е необходима индуктивност от 82 mH. Това означава, че индуктивността ще е най-обемистият елемент в захранването. Освен увеличаване на обема, дроселите водят и до увеличени загуби, заради активното си съпротивление. Съществува риск от резонанс с филтриращия кондензатор и е възможен сериозен спад на напрежението върху индуктивното съпротивление, водещ до понижено напрежение на постояннотоковите шини.
Характерен за индуктивните схеми е още един специфичен проблем. При промяна на консумираната от устройството мощност се изменя ефективността на бобината (в смисъл способността й да работи като филтър). Ако дадена индуктивност работи отлично, когато импулсното захранване консумира 200 W, т.е. покриват се изискванията на стандарта, то когато консумацията е само 30 W, токът през бобината, а следователно и запасената в нея енергия не е достатъчна, за да удължи достатъчно времето на пропускане на диодите от изправителния мост. Това означава, че филтриращата й способност е намаляла сериозно. Разбира се, възможно е индуктивността да се изчисли така, че да работи при 30 W, но това е много неизгодно, защото се получават огромни бобини, които трябва да издържат продължително време големия номинален ток. Сред възможните решения на описания проблем е използването на бобини с променливо насищане (“swing chokes”).
Скица на подобна бобина може да се види на фигура 3. Въздушната междина в дросела не е постоянна за цялото сечение на магнитопровода, тъй като един от полюсите му е скосен. По такъв начин при малък ток, целият магнитопровод е ненаситен и индуктивността е голяма. При увеличаване на тока започва да се насища първо върхът на скосената част, което е равносилно на увеличаване на въздушната междина, а оттам намалява и индуктивността. Възможно е да се смята, че с изменение на тока се изменя и въздушната междина от минимум до максимум. Такива бобини се смятат за най-изгодния начин на коригиране на фактора на мощността при импулсни захранвания с мощност до около 300 W.

Активни схеми за коригиране
Сред активните схеми са т.нар. нискочестотни коректори на фактора на мощността. Коректори от този тип са ефективни за мощности до около 1000 W. Топологията на схемата, както и кривите на напрежението и тока могат да се видят на фиг. 4.
При тези схеми ключът трябва да е с двупосочна проводимост и се включва веднъж на полупериод, и то в неговото начало. Ключът се изключва след фиксиран кратък интервал от време или според по-сложен алгоритъм, следящ напрежението на постояннотоковите шини. При включване на ключа, токът във входната индуктивност нараства приблизително по линеен закон. При изключване на ключа, ЕДН на самоиндукция на индуктивността се добавя към напрежението на мрежата и по този начин принуждава диодите от изправителния мост да провеждат по-дълго време, което се отразява в подобрена крива на тока. Напрежението на постояннотоковите шини е по-високо от мрежовото – обикновено около 400 V.
Практическа реализация на тази топология се получава при замяна на два от диодите в изправителния мост с MOSFET транзистори (или с други транзистори с обратен диод), както е показано на фиг. 5. Индуктивностите са две – разположени на всеки извод, свързващ изправителя със захранващата мрежа. При означената полярност би трябвало да провеждат диода D1 и обратния диод на S2. Включването на транзистора S1 за кратко в началото на полупериода ще даде входа на късо през входната индуктивност или ще се получи точно ефектът на двупосочния ключ от предната графика. През следващия полупериод ролите на S1 и S2 се сменят.
Предимства на схемата са ниските електромагнитни смущения, по-малкият индуктор в сравнение с пасивната схема, по-високата надеждност и ефективност в сравнение с високочестотните активни схеми. Размерът и цената на индуктора правят схемата неизгодна при мощности над 1 кW.

Високочестотни схеми на коригиране
Активните схемни решения работят на принципа на импулсните захранвания. Състоят се от индуктивност L, разделящ диод D, превключващ транзистор T, входен кондензатор Cin и изходен кондензатор Cout. Cin има малка стойност, например стотици нанофаради. Cout е с голяма стойност – от десетки до хиляди микрофаради.
Принципна схема на силовата част на типичен високочестотен коректор на фактора на мощността е показана на фиг. 6, а на фиг. 7 са показани схемни решения, реализиращи същия принцип на работа, но изпълнени като различни типове преобразуватели (схемата от фиг. 6 съвпада с тази от фиг. 7а.
Целта е да се измени консумираният от мрежата ток. Когато изходният кондензатор Cout има напрежение, по-високо от мрежовото (следователно не черпи ток), ток се консумира от индуктора L (постига се с подходящо включване на транзистора Т). След това запасената в индуктора енергия се използва за зареждане на кондензатора Cout. Чрез подходящо запушване и отпушване на ключовия транзистор Т се формира кривата на входния ток. Разделителният диод D блокира действието на кондензатора Cout. Когато напрежението върху кондензатора е по-високо от мрежовото, диодът D е запушен и щом транзисторът Т е включен ток може да протича по веригата – захранваща мрежа (Vin), индуктор (L) и транзистор (T). Най-често използвана е схема 7а. Основните предимства на схемата са добрата корекция, сравнително малкият индуктор, простият драйвер за ключовия транзистор, възможността да се регулира изходното напрежение (но винаги Vout>Vin). Реална осцилограма на входния ток, входното напрежение, изходния ток и изходното напрежение е показана на фиг. 8. Вижда се, че кривата на входния ток е близка до синусоидалната, фазовата разлика между входните ток и напрежение е нула, но върху кривата на тока са насложени хармоници с висока честота. Това са високочестотни съставки, предизвикани от широчинно-импулсната модулация на транзистора (обикновено с честота от порядъка на 40 - 200 kHz).
Ценно предимство на устройствата с коректор на фактора на мощността от този тип е възможността им да регулират напрежението на постояннотоковите шини. Обикновено това напрежение може да се поддържа равно на около 400 V, при много голям интервал на изменение на ефективната стойност на захранващото напрежение - от 85 до 250 V.
PF контролери
На практика всички големи производители на чипове предлагат специализирани интегрални схеми, осигуряващи управлението на силовите транзистори в коректорите на фактора на мощността. Тези интегрални схеми се наричат PF контролери. Ключовият транзистор се управлява с широчинно-импулсна модулация (ШИМ). Сигналът за управлението му се изработва на база следене на няколко величини:
l Нивото на изходното напрежение Vout;
l Моментната стойност на входното мрежово напрежение (т.е. необходима е синусоида, по която да се настрои консумираният ток, за да бъде и той синусоидален);
l Моментната стойност на входното напрежение носи и информация за момента на преминаване на тока през нула.
Моментната стойност на входното напрежение се използва, за да се формира синусоидът. Съществуват схемни решения с контролери с общо предназначение, в които синусоидата се формира програмно, а се следи само моментът на преминаване на мрежовото напрежение през нулата. По този начин се извършва синхронизация. Без значение кой подход се използва, се получава полусинусоида с определена амплитуда.

Основните елементи на контролер за компенсира-не фактора на мощността
са илюстрирани с фиг. 9. Контролерът се състои от PI регулатор (пропорционално-интегрален), умножител и компаратор. Илюстрирани са и сигналите на входовете и изходите на отделните блокове.
Сигнал, пропорционален на изходното напрежение Vout, се подава на входа на регулатор. Регулаторът може да е P (пропорционален) или по-добре PI (пропорционално-интегрален). Той също може да е софтуерно реализиран или изпълнен с аналогови средства. На входа на регулатора постъпва разликата между текущата стойност на изходното напрежение и фиксираното напрежение, което задава необходимата стойност. Например, ако е необходимо изходното напрежение да е 400 V, то Vref трябва да е 400 V и на входа на PI регулатора да постъпва „грешката” – с колко изходното напрежение Vout се различава от 400 V. Разбира се, подобни високи референтни напрежения са изключително неудобни. Затова се използват ниски референтни напрежения (от порядъка на 2.5 - 5 V) и те се сравняват с малко напрежение, пропорционално на изходното. Най-лесният начин за получаване на малко пропорционално напрежение е да се използва делител с високоомни активни съпротивления. Сигналът на изхода на регулатора се използва за мащабиране на полусинусоидите, които са пропорционални на мрежовото напрежение. Когато Vout е голямо се понижава амплитудата на полусинусоидата и обратно. По този начин се поддържа почти постоянно напрежение, вариращо в определени малки граници (виж най-горната крива на фиг. 8). На практика това се реализира, като „грешката” между Vout и Vref от регулатора се използва като множител, по който се умножава сигналът, пропорционален на мрежовото напрежение. Резултатът е полусинусоида с фиксирано начало, точна честота и променлива амплитуда, отговаряща на желания ток.
Ако Vout = Vref коефициентът на изхода на регулатора е равен на 1. Когато Vout < Vref на изхода на регулатора се появява коефициент, по-голям от 1. Когато Vout > Vref на изхода на регулатора се появява коефициент, по-малък от 1. Може да се смята, че входната синусоида се умножава по отношението Vref/ Vout. На изхода на умножителя се получава полусиносуида, която е във фаза с мрежовото напрежение и е с променлива амплитуда. Тази полусинусоида е задание за тока. Формата му трябва да е максимално близка до нея, което гарантира PF®1.
Последният сигнал (полусинусоида с променлива амплитуда) се сравнява посредством компаратор с действителния ток, протичащ през индуктора L. Пресечните точки на двата сигнала определят параметрите на широчинно-импулсната модулация (ШИМ), с които се управлява ключовият транзистор Т.
Когато токът I е по-малък от задаващата полусинусоида, на изхода на компаратора има високо ниво, което се подава на гейта на транзистора, следователно го отпушва. Щом транзисторът е отпушен, токът през него започва да расте. По принцип това е ток през индуктивност, защото протича по веригата Vin-L-T. Такъв ток нараства експоненциално с времеконстанта RL (R е неизбежното съпротивление на свързващите проводници). Времето, през което Т е отпушен, обаче, е много по-малко от тази времеконстанта. Затова може да се смята, че за този малък интервал, токът нараства по линеен закон. Щом токът надвиши задаващия сигнал (полусинусоидата с променлива амплитуда), компараторът обръща изхода си. Изходът му става с ниско ниво и запушва транзистора Т. Запушването не е мигновено, а за някакво крайно време. През това време токът намалява по приблизително линеен закон. През този интервал запасената в индуктора енергия зарежда кондензатора Сout. Щом големината на тока се понижи под задаващия сигнал, транзисторът се отпушва отново и цикълът се повтаря. По описания начин се получава ШИМ с променлива честота и променлив коефициент на запълване.

Статията продължава в следващ брой на сп. Инженеринг ревю.




ЕКСКЛУЗИВНО

Top