DC/DC преобразуватели

ПОДОБНИ СТАТИИ

Ъглови хващачи

Комбинирани машини за щанцоване и лазерно рязане

Защо е важно измерването на грапавост

Оборудване за обработка на стружки

Сензори за автомобилостроенето

Част 2 - преобразуватели с индуктивности

В първата част на статията (Инженеринг ревю 1/2006 г.) бяха разгледани новостите в линейните стабилизатори и преобразувателите с натрупване на заряд. Тук се дават постиженията през последните години в класическите схеми на ключови стабилизатори, новите тенденции като SEPIC и преобразувателя на Чък. Отделено е внимание и на широко разпространените захранващи модули.

Наименованието понижаващи стабилизатори (Step-Down Regulator, Buck Converter) показва, че те имат изходно напрежение Uo, по-малко от входното напрежение UIN, а поради липсата на галванично разделяне между входа и изхода понякога към английския термин се прибавя Non-Isolated. Принципът на действие на тези стабилизатори е добре известен, а практическото им използване е само за положителни напрежения. Последното е отразено на опростената схема на фиг. 1. Ключът S в съвременните реализации все по-често е NMOS или PMOS транзистор с индуциран канал. Ключът се отваря и затваря от схемата за управление СС. При затворен S диодът D е запушен и през бобината L от UIN протича ток с линейно нарастваща стойност, който осигурява постоянният изходен ток Io на стабилизатора и дозарежда кондензатора С. През това време върху L се натрупва магнитна енергия. При отваряне на S напрежението върху L сменя полярността си и поради енергията продължава да протича линейно намаляващ ток през вече отпушения диод. Следователно токът през бобината има променлива съставка, чиято честота f0 се определя от СС и е един от основните параметри на всеки ключов стабилизатор. Стойността й все по-често надхвърля 1 MHz, като достигнатият засега максимум е 8 MHz при използване на вградения в СС генератор и 14 MHz при работа с външен генератор.

Стабилизаторът работи в непрекъснат режим, когато нито за момент токът Io не се нулира. Този режим се използва по-често заради по-малкото количество на хармониците в изходното напрежение и съответно по-малкия капацитет на С. Не трябва да се забравя, че работата в този режим изисква Io да е над определена минимална стойност, което се отбелязва в каталозите като параметър. В прекъснат режим цялата енергия на бобината се отдава в изхода, след което за определен интервал от време токът й се нулира. Ползата от този режим е по-големият коефициент на полезно действие, но това е за сметка на повишените пулсации. И двата режима се използват в съвременните стабилизатори, като някои от тях в процеса на работата си преминават от единия в другия режим.

Стабилността на изходното напрежение се осигурява от СС чрез непрекъсната промяна на съотношението между времената на отворения и затворения ключ (съответно ton и toff), което количествено се изразява чрез коефициента на запълване на управляващите го импулси. Най-разпространеният начин за това е при неизменна стойност на f0 да се изменя продължителността ton. Това е добре известната широчинноимпулсна модулация (PWM), чието съкращение понякога участва в наименованието на интегралната схема (ИС) на стабилизатора. При честотноимпулсната модулация (PFM) чрез СС се фиксира едно от времената ton или toff, а стабилизацията се осигурява чрез промяна на f0. И двата начина изискват в СС да има генератор с честота f0. Някои ИС могат да работят и в двата режима.

Новост представлява управлението чрез хистерезис (Hysteretic Control), което не изисква генератор. Вместо СС се използва компаратор с хистерезис, който следи напрежението Uo. При намаляването му под долния праг на компаратора UL (фиг. 2), ключът S се затваря и токът през бобината заедно с изходното напрежение започват да нарастват. Това продължава до достигане на горния праг UH, когато компараторът отваря S и започва намаляване на iL и Uo. Големината на пулсациите в Uo е равна на напрежението на хистерезис UH. При проектирането на стабилизатора неговата стойност се задава около 10 mV, което определя основното предимство – малки пулсации и лесното им филтриране.

За осъществяване на промяната на коефициента на запълване се използват два метода. Класическото управление чрез напрежение продължава да се използва и в най-новите модели стабилизатори. При него Uo се подава на СС (фиг. 1) и коефициентът на запълване на импулсите зависи обратно пропорционално от него. Към него често се прибавя управлението чрез ток, при което се следи и токът на бобината. С увеличаването му намалява коефициентът на запълване и обратното, като същестуват две основни разновидности – коефициентът на запълване зависи от средната стойност на тока или от върховата му стойност. Класическият начин за следенето на тока е чрез напрежението върху нискоомен резистор, свързан последователно с ключа S. В някои съвременни схеми, използващи за ключ MOS транзистор, се взима напрежението върху него (следенето на тока е вградено в ИС).

Схемата на фиг. 1 изигра огромна роля в захранващите устройства през последните 30 години. Един от основните й недостатъци са значителните загуби на енергия в диода D, особено при големи стойности на тока Io. Това е основната причина за вече масовото използване на синхронните понижаващи стабилизатори (Synchronous Buck Converter), особено в апаратури с батерийно захранване и в такива с голям Io. Вместо диод в тези стабилизатори се използва втори замасен MOS транзистор (Low Side Transistor), който е TL на фиг. 3, докато основният TH се нарича плаващ транзистор (High Side Transistor). Напрежението върху отпушения TL е няколко пъти по-малко от това върху диода. Например при ток Io = 10 A върху транзистор с rds = 5 mW се получава напрежение 50 mV, докато върху мощен диод на Шотки то ще е поне 0,4 V.

Принципът на действие на синхронните стабилизатори остава непроменен – СС осигурява във всеки момент от времето единият от транзисторите да е отпушен, а другият запушен. Това налага усложняване на СС, но то е напълно оправдано спрямо осигуряваното предимство. Масовото разпространение на тези стабилизатори е причината класическите (фиг. 1) все по-често да се наричат несинхронни стабилизатори.

Намаляването на пулсациите в изходното напрежение и на двата вида стабилизатори изисква увеличаване на индуктивността на бобината и капацитета на изходния кондензатор. Същевременно пулсациите са право пропорционални на стойността на Io. Поради това може да се окаже, че постигането на желани пулсации в мощен стабилизатор изисква неразумно големи L и С. Това е причината за токове над десетина ампера от няколко години все по-често да се използват многофазни стабилизатори (Multiphase Converter). Най-простият от тях е двуфазният (фиг. 4а). Двата еднакви блока REG1 и REG2 съдържат СС, D и S от фиг. 1 и са свързани към обща бобина и кондензатор. Изходните токове на блоковете също са с еднаква форма и големина, но са дефазирани на 180o един спрямо друг (фиг. 4б). Поради това когато единият нараства, другият намалява и сумата им, която е токът iL през бобината, в идеален случай е 0. Реално нито двата блока са напълно еднакви, нито дефазирането е точно равно на 180o и се получават пулсации в iL, но те са много по-малки от тези в аналогичен несинхронен или синхронен стабилизатор. Тяхната честота е равна на произведението от броя на фазите и честотата на всяка от тях. Безпорният недостатък от по-голямата сложност се оправдава само при големи Io чрез използването на значително по-малки стойности на L и С. С още по-малки пулсации са стабилизаторите с повече фази (4 до 12). В общ случай при n фази разликата между две съседни е 360/no.

Два са основните начина за реализация като ИС на несинхронните и синхронните стабилизатори. При първия схемата за управление представлява самостоятелна ИС с наименование контролер за понижаващи преобразуватели (Buck Regulator Controller). Транзисторите са външни и те определят максималната стойност на Io. На практика така се реализират всички стабилизатори за токове над десетина ампера и някои от тези за по-малки токове. Примери за ИС на такива контролери са дадени в табл. 1. Параметърът им Iomax е максималният ток, необходим за управление на ключовете. При използване за последните на MOS транзистори не трябва да се забравя една важна особеност – голямата стойност на капацитета гейт-сорс Cgs, която може да надхвърли 1 nF. За да се осигури бърза смяна на състоянието на транзисторите, с което се намалява разсейваната мощност върху тях, трябва вградените в контролера драйвери да имат малко изходно съпротивление. Това обяснява “необичайните” стойности на Iomax, необходими за захранване на гейтовете на транзисторите. Част от произвежданите ИС на контролери могат да се използват за реализация на няколко вида стабилизатори.

Даденият в табл. 2 контролер МСР1601 е характерен пример за една интересна особеност при използването на някои от понижаващите стабилизатори. Когато стойността на UIN е близка до Uo, ключът S на фиг. 1 е постоянно затворен (в каталозите това се отбелязва като къефициент на запълване 100%) и схемата започва да работи като линеен стабилизатор от типа LDO.

Характерно приложение на многофазните стабилизатори е за захранване на съвременните микропроцесори, които работят с малки захранващи напрежения и изискват токове до 50 А. За намаляване на разсейваната мощност от микропроцесорите, захранващото напрежение на изчислителния им блок (Core) непрекъснато се изменя, за да се подържа на най-малката си възможна стойност. Тези изисквания се удовлетворяват от програмируемите многофазни контролери (Programmable Multi-phase Controller), пример за какъвто е LM2639 (табл. 1). Неговото напрежение се програмира чрез 5-разредно двоично число и има стъпка 50 mV в обхвата 1.3-2.05 V и стъпка 100 mV за напрежения от 2 до 3.3 V.

При втория начин на реализация ИС съдържа СС и ключовете, а при по-голямата част от несинхронните стабилизатори - и диода D. Това са ИС на понижаващи стабилизатори, характерни примери за съвременни разновидности на които са дадени в табл. 2. Принципното им предимство е малкият брой външни елементи, за сметка на което изходният им ток не надхвърля десетина А.

Една от основните области на приложение на понижаващите стабилизатори е в апаратури с батерийно захранване. Други големи области са офис техника, битовата и автомобилната електроника, системи с разпределено захранване, в това число индустриални и телекомуникационни. Тези системи имат общ токоизправител и модули за всеки блок или група блокове.

Изходното напрежение на повишаващите стабилизатори (Step-Up Regulator, Boost Converter) винаги е по-голямо от UIN, а основната схема е дадена на фиг. 5а. Предназначението и принципът на действие на схемата за управление СС са както в понижаващите стабилизатори, като самостоятелната й реализация също е контролер. Нещо повече, има контролери, които могат да се използват както за понижаващи, така и за повишаващи стабилизатори (напр. TPS43000 от табл.1). При затваряне на ключа на фиг. 5а протича ток през бобината, върху нея се получава пад на напрежение и се натрупва магнитна енергия. През това време диодът е запушен и изходното напрежение и ток се осигуряват от кондензатора С. При отваряне на ключа се сменя полярността на напрежението върху L и то се сумира с UIN, което е причината за получаване на Uo>UIN. Диодът се отпушва и през него протича ток към изхода и за дозареждане на С. Тази схема е несинхронен стабилизатор, а превръщането й в синхронен и тук става чрез замяна на диода с втори транзистор. Теоретически няма ограничение за големината на Uo, но обикновено то е до 5-6 пъти по-голямо от UIN.

Сериозен принципен недостатък на основната схема, с който конструкторите се съобразяват отдавна, е отпушването на диода при UIN>Uo и липсата на ограничение на протичащия при това ток от входа към изхода. Напоследък се появи схемата SEPIC (Single-Ended Primary Inductance Converter), дадена на фиг. 5б. При нея недостатъкът е избегнат благодарение на кондензатора Cs, който осигурява галваничното разделяне на изхода от входа. За да се запази действието на схемата при затворен ключ е прибавена бобината Ls, която осигурява замасяването на анода на диода. Когато S се отвори, променящият се ток на L протича през Сs и диода, но не и през Ls поради големия й импеданс. Основно предимство на тази схема е именно възможността за работа и при UIN по-голямо от Uo, поради което понякога тя се нарича Buck/Boost Converter. Наличието на втора бобина не е толкова сериозен недостатък, колкото изглежда, тъй като тя може да бъде навита върху сърцевината на L. Все пак количественото описание на действието и проектирането са значително по-сложни в сравнение с основната схема.

Аналогично на понижаващите стабилизатори, двете схеми от фиг. 5 могат да се реализират с контролери и с ИС на повишаващи стабилизатори. Няколко примера са дадени в табл. 3.

Изходното напрежение на инвертиращите стабилизатори (Inverting Converter, Flyback Converter) е с обратна полярност на входното, като практически винаги UIN е положително, а Uo – отрицателно. Тези стабилизатори са със сравнително ограничено приложение в сравнение с останалите поради рядкото използване на блокове с отрицателно захранващо напрежение.

Основната схема на инвертиращ преобразувател е дадена на фиг. 6а, като при затворен S напрежението върху L е положително и в нея се натрупва енергия, а D е запушен. Отварянето на S сменя напрежението върху L на отрицателно, D се отпушва и през него се подържа изходният ток заедно с дозареждането на кондензатора. В зависимост от стойността на коефициента на запълване на импулсите, управляващи S, изходното напрежение е по-голямо или по-малко от входното, т.е. схемата може да е инвертиращ повишаващ или инвертиращ понижаващ стабилизатор. Логичен е въпросът как СС, захранвана от положителното UIN, работи с отрицателното Uo на входа си. Има различни схемни решения, едно от които е Uo да се прибави към положително опорно напрежение, така че сумата им също да е положително напрежение.

Сред новостите е преобразувателят на Чък (Cuk Converter), чиято схема е на фиг. 6б. Подобно на схемата SEPIC и тук се използват две бобини, който недостатък се оправдава с малките пулсации в изхода и входа. При затворен ключ S чрез UIN се натрупва енергия в L1 и същевременно по веригата Uo-L2-Cc-S протича изходният ток. Диодът D е запушен, тъй като напрежението на успоредно свързания му кондензатор Сс е с полярността на фиг. 6б. При отваряне на S диодът се отпушва поради положителното UIN (то е по-голямо от напрежението върху Сс), като изходният ток се подържа от енергията на бобината L2. Едновременно с това Сс се дозарежда от UIN през L1.

Основните параметри на няколко ИС на инвертиращи преобразуватели са дадени в табл. 4.

Характерни примери за приложение на инвертиращите стабилизатори са при захранването на усилватели на мощност с GaAs полеви транзистори, на LCD и на оптичния преобразувател в много цифрови фотоапарати.

Един от ефективните методи за намаляване на постояннотоковата консумация на електронните апаратури е осигуряване на работата на всеки блок с минимално възможното захранващо напрежение. Това води до необходимостта от няколко стабилизирани напрежения, които при нужда могат да се осигурят от една ИС. Възможно е тя да съдържа контролери за ключови стабилизатори, такива стабилизатори и LDO, чийто вид и брой зависи от конкретното приложение. Допустимо е някои от напреженията да са с еднакви стойности, а вече има ИС, които осигуряват над 10 напрежения. Комбинираните стабилизатори са особено полезни в апаратури, където малките размери и тегло имат съществено значение. Примери за ИС на комбинирани стабилизатори са дадени в табл. 5.

Трудно е да се изброят техните приложения, тъй като голяма част от съвременните електронни апаратури се нуждаят от повече от едно захранващо напрежение и е въпрос само на конструкторско решение дали ще се използват отделни ИС или един комбиниран стабилизатор.

Един от основните недостатъци на стабилизаторите без галванично разделяне е намаляването на к.п.д. с увеличаване на разликата между стойностите на UIN и Uo. Многобройни са примерите, когато тази разлика е голяма, но особено характерен е този с импулсните захранвания. Техният безтрансформаторен токоизправител осигурява UIN на стабилизатора около 300 V при необходими Uo обикновено под 10 V.

Съчетаването на голяма разлика между UIN и Uo с голям к.п.д. изисква използването на трансформатор в схемата на стабилизатора. Именно той премахва галваничната връзка между входа и изхода, което има допълнителното предимство за удовлетворяване на изискванията за безопасна работа (върху нисковолтовата част на апаратурата не може да се получи фазата на мрежата, опасността от което е известна).

От съществуващите видове стабилизатори тук ще бъде отделено внимание само на най-масово използваните с мощност Po = UoIo до няколко стотици W (при Po = 200 W и Uo = 3,3 V токът е Io = 60 A). На фиг. 7а е дадена схемата на стабилизатор с натрупващ трансформатор (Flyback Converter), който е разновидност на основната схема на инвертиращ стабилизатор (фиг. 6а), получена чрез замяна на бобината с трансформатор. Действието е същото, но UIN от фиг. 7а се преобразува в напрежението (w2/w1)/UIN на фиг. 6а, т.е. чрез подходящ подбор на коефициента на трансформация n = w2/w1 то може да се намали до желана стойност. Точките на трансформатора показват началото на всяка намотка. При положително напрежение на началото на която и да е от тях спрямо другия извод, същата полярност се получава в останалите намотки. Например при полярността на UIN на фиг. 7а и затворен ключ S, напрежението във вторичната намотка запушва диода. Това означава ток през първичната намотка, натрупване на енергия в трансформатора и осигуряване на тока на изхода от заредения кондензатор. При отваряне на S полярностите на напреженията върху двете намотки се сменят, D се отпушва и енергията продължава да подържа изходния ток Io. Важна особеност е, че при затворен S напрежението върху първичната намотка е UIN, а при отварянето му върху него се получава напрежение 2UIN поради смяната на полярността. Това налага обратното напрежение на транзистора, с който се реализира S, да е над 2UIN.

Втората схема (фиг.7б) е на стабилизатор с натрупващ дросел (Forward Converter). Тя е разновидност на основната схема на понижаващ стабилизатор (фиг. 1), като прибавянето на трансформатора има същото влияние, както в предната схема. Основната разлика е, че при затворен ключ енергията за поддържане на Io се натрупва в бобината L през отпушения D1. При отваряне на S диодът D1 се запушва и действието й е както на фиг. 1. Важна особеност е, че енергия се натрупва и върху трансформатора. Когато S се отвори и напреженията на намотките сменят полярността си, диодът D3 се отпушва и през него енергията от трансформатора се връща в източника на UIN.

Не е трудно да се прецени, че чрез смяна на посоката на свързване на диодите към намотката w2 и на нейното начало се реализира стабилизатор с отрицателно изходно напрежение.

Трансформаторът в двете схеми не е достатъчен за осигуряване на галваничното разделяне на изхода от входа. Необходимо е такова да има и в схемата за управление, което налага на подходящо място в нея да се постави импулсен трансформатор или оптрон.

Особеност и предимство на двете схеми е възможността чрез допълнителни вторични намотки и съответните елементи към тях да се реализира стабилизатор с няколко изходни напрежения. Пример на стабилизатор с две напрежения с различна полярност е даден на фиг. 8. Стабилността на напреженията се осигурява чрез връщане на едно от тях или и на двете във входа на СС, като в последния случай коефициентът на запълване е пропорционален на сумата им.

Подобно на стабилизаторите без галванично разделяне и тук реализацията на СС като самостоятелна ИС е с наименование контролер (Flayback Controller), което е най-масово използваният случай. Обикновено контролерите се използват и за двете основни схеми, а често и за реализация на повишаващи стабилизатори без галванично разделяне. В табл. 6 са дадени основните параметри на ИС на контролери с галванично разделяне. Като техен параметър не се задава изходното напрежение, а това на вградения източник на опорно напрежение UREF. Захранването на ИС се осигурява от входното напрежение, означавано с UCC или UDD, но понякога има и допълнителен извод за друго постоянно захранващо напрежение.

Когато и ключът S е в ИС, тя представлява стабилизатор (Switch Mode Regulator). Поради все още съществуващите ограничения на технологията, обратното напрежение на ключа S обикновено е до 80 V, поради което UIN е до 36 V.

Съвременните ключови стабилизатори имат и допълнителни свойства, които улесняват използването им и ги защитават от повреда заедно със свързаните към тях блокове. Най-разпространените от тях са следните.

Максималнотокова защита (Current Limit), която изключва стабилизатора чрез нулиране на изходното му напрежение при изходен ток над определена стойност. За максимално ефективно действие най-често стойността на Io се проверява по време на всеки период (Cycle-by-Cycle Control). При наличие в стабилизатора на управление на тока, защитата обикновено използва неговия резистор.

Почти задължителен е плавният старт (Soft Start), осигуряващ постепенно увеличаване на Uo при включване на стабилизатора към UIN. С това се избягва протичането за кратко време на много голям ток (Inrush Current), който може да повреди някои от елементите на схемата или да съкрати експлоатационния им срок.

Времето за достигане до установената стойност на Uo е десетина ms, като в някои ИС е фиксирана, а в други се задава чрез външен кондензатор. В програмируемите контролери блокът за изменение на Uo осигурява и плавния старт.

Като правило ИС имат извод за изключване (Shutdown) чрез подходящ сигнал, например подаван от захранвания от тях блок. Това е особено полезно при батерийно захранване – когато за определено време даден блок няма да работи се изключва не само той, но и захранващия го стабилизатор. Един от блоковете на изключената ИС остава “дежурен” и осигурява включването й чрез друг логически сигнал.

В някои случаи съвместната работа на няколко ключови стабилизатора, захранващи различни блокове на дадено устройство, изисква честотите им да са еднакви. Това е и причината за съществуването на ИС с вход за синхронизация на собствения им генератор с външен.

За сигурното действие на стабилизаторите често блокове в ИС следят стойността на напрежението им UIN. Защитата от пренапрежение (Over-Voltage Lockout) изключва стабилизатора при UIN над определена стойност, а защитата от малко напрежение (Under-Voltage Lockout) UVLO – при UIN под дадена граница. Обикновено се използва само UVLO или и двете защити.

Същността на това ново понятие означава замяна с цифрови блокове на аналоговата обратна връзка от изхода на ключовите стабилизатори към входа на схемата за управление и на самата схема. Структурата на подобен стабилизатор е дадена на фиг. 9. Изходното напрежение Uo се преобразува в двоично число от АЦП - ADC. От управляващия процесор PROC то се превръща в импулси с продължителност, зависеща от Uo. И накрая блокът за цифрова ШИМ DPWM осигурява управлението на ключа S по подобен начин, както в класическите стабилизатори. Информацията от двата цифрови блока може да се обменя с външни устройства по шината BUS. Това действие показва, че точното наименование на схемата е стабилизатор с цифрова обратна връзка. Любопитно е, че още през 1987 г. в България е издадено авторско свидетелство “Цифров програмируем стабилизатор”, в което се описва практически същата структура и предимствата й.

Независимо от началния етап, очакванията за развитие на цифровата мощност са твърде оптимистични. Texas Instruments вече предлага на пазара първия набор от ИС UCD7K, UCD8K и UCD9K за нейната реализация.

Те представляват блок с вход за нестабилизирано постоянно напрежение UIN и един или повече изхода за стабилизирани напрежения Uo. Като правило захранващите модули представляват ключов стабилизатор, който в различните модели има някои от споменатите допълнителни възможности. Често модулите са с допълнителна двойка клеми за компенсиране на напрежението върху проводниците между тях и товара (дори да е отдалечен), с което се осигурява стабилност на напрежението върху него. Характерни особености на модулите са значителния изходен ток (от няколко десети от А до над 100А), много голямата стабилност на изходните напрежения и голямата надежност. Тя се изразява чрез средния брой работни часове преди повреда (MTBF), който обикновено е над 106 (повече от 100 г.). Част от моделите имат възможност за успоредно свързване с цел увеличаване на тока през товара. Мощността, осигурявана върху товара обикновено е от няколко до няколко стотици W. Често използван специфичен параметър е нейната стойност за единица обем с измерение W/cm3. Типичните стойности са от няколко до няколко десетки W/cm3. Конструктивното оформление на много от модулите е в съответствие с утвърдените в промишлеността стандартни размери (Full-Brick, Half-Brick, Quarter-Brick или Eighth-Brick), като най-малките размери приближават до тези на ИС.

Една от големите области на приложение на модулите е в системи с разпределено захранване. В табл. 7 са дадени основните параметри на типични захранващи модули.