Мощни модули и интегрални схеми

ПОДОБНИ СТАТИИ

Избор на разстъргващи инструменти

Индустриални захранвания за DIN шина

Високопрецизно лазерно рязане на метал

Релета за безопасност

Колаборативни роботи в производството

Управлението на мощни постояннотокови и променливотокови товари изисква използването на схеми с един или повече мощни транзистора. За намаляване на размерите и осигуряване на добро охлаждане обикновено се предпочита реализацията им като модули с общ радиатор за всички техни полупроводникови прибори. Използват се както еднотипни прибори, така и комбинации от два вида, например диоди и транзистори. По добре известни на специалистите причини с най-голямо приложение са биполярните транзистори с изолиран гейт (IGBT) и NMOS транзисторите с индуциран канал, като приложението на първите е подчертано по-голямо.

Статията е посветена на параметрите, схемите и особеностите на модули с тези два типа транзистори. Отделено малко място и на мощните интегрални схеми (ИС) поради сравнително ограниченото им приложение.

Основни параметри на IGBT модули

По определение те не се различават от тези на използваните транзистори, а когато модулът съдържа също диоди и/или управляващ блок отделно се дават и техните параметри. Тези на IGBT се разделят на 4 групи, първата от които са максимално допустимите параметри (Maximum Ratings). Максималното постоянно напрежение колектор-емитер (Collector-Emitter Voltage) VCES е при което модулът продължава да работи нормално. То се измерва със свързани накъсо гейт и емитер. Най-често използваните стойности са 600, 1200 и 1700 V, но вече има модули с напрежение 3300 и 6500 V. Сравнително рядко вместо VCES се дава напрежението на пробив колектор-емитер (Collector-Emitter Breakdown Voltage) V(BR)CEO, при което настъпва лавинен пробив. Максималният постоянен колекторен ток (Collector Current) IC е в много широки граници – от няколко десетки А до 2400 А. Стойността му намалява при увеличаване на температурата на корпуса на транзистора, поради което освен при 25°С (означение IC25) се дава и стойността му при по-висока температура, най-често 80°С (означение IC80) и сравнително рядко при 90°С или 100°С. Максималният импулсен колекторен ток (Peak Collector Current) ICP или ICM обикновено е около 2 пъти по-голям от IC, като в някои модули се отнася за серия от импулси, а в други – за единичен импулс. И в двата случая продължителността им е фиксирана (около 1 ms). Максималната разсейвана мощност (Maximum Power Dissipation, Collector Power Dissipation) PC, PD или Ptot се дава поотделно за всеки транзистор или за целия модул. Тя е при 25°С, тъй като след това намалява. Зависимостите на четирите параметъра от температурата се дават само от някои производители и обикновено в раздели като Technical Documents или Application Notes на фирмените материали.

Изолационното напрежение (Isolation Voltage) Visol или Viso е между свързаните накъсо всички входове на модула и носещата му пластина. Почти винаги то е ефективната стойност на синусоидално напрежение, прилагано за 1 min или 1 s, която е между 2,5 и 10,2 kV. За модулите, които се закрепват чрез болтове и гайки, като параметър се дава максимално допустимият въртящ момент (Screw Torque) за затягане.

Големите разсейвани мощност правят особено важен въпроса за охлаждането на модулите и свързаните с него топлинни съпротивления (Thermal Resistance) Rth, които представляват втората група параметри. От тях най-често се дава съпротивлението кристал-корпус Rthjc на всеки от транзисторите. В голяма част от приложенията си модулите работят в импулсен режим, поради което съществено значение има разсейваната мощност по време на смяна на състоянието на транзисторите. Поради това вместо Rth се използва топлинният импеданс (Тhermal Impedance, Transient Impedance) Zth, който зависи от продължителността на импулсите на колекторния ток. В някои каталози има графики Zth (ti), показващи как Zth нараства с ti до определена стойност, след което се превръща в неизменно Rth. Еквивалентната схема на самия импеданс представлява Г-образно RC-звено.

Третата група са електрическите параметри, които се дават при температура 25°С и са статични и динамични. В статичните влиза напрежението на насищане колектор-емитер (Collector-Emitter Saturation Voltage) VCE(sat), обикновено между 1,4 и 4 V. То нараства приблизително линейно с колекторния ток, което в някои каталози се дава под формата на графики. Освен това при модули с NPT-IGBT напрежението нараства с температурата, а при такива с PT-IGBT намалява. Напрежението гейт-емитер на запушване (Gate-Emitter Cutoff Voltage, Gate-Emitter Threshold Voltage) VGE(th) или VGE(OFF) като правило е положително и може да е между 2 и 8 V.

Най-голямо значение за бързината на смяна на състоянието на IGBT има техният входен капацитет (Input Capacitance) Cies, който е между гейта и сорса и се измерва при свързани накъсо колектор и емитер. Стойността му нараства с увеличаване на IC, започва от няколко стотици pF и достига малко над 10 nF. Освен него в динамичните параметри влизат тези на импулсите на колекторния ток, чийто идеализиран вид е даден на фиг. 1. Тъй като параметрите силно зависят от вида на товара, по неписано правило се дават за най-често използвания случай на индуктивен товар. Идея за това свързване в еднотранзисторни модули е дадена на фиг. 2. За правилното дефиниране на времената на фиг. 1 трябва честотата на импулсите fi да е много по-малка от отношението R/L. Освен двуполярни импулси гейт-емитер (както на фиг. 1) понякога се използват положителни. Продължителността на фронтовете на импулсите се определя от времеконстантата RGCies, в която RG е изходното съпротивление на драйвера, захранващ модула. Желателно е то да е малко, като обикновено не надхвърля 10 W. Сумата от времето на закъснение при запушване (Turn-Off Delay Time) td(off) и продължителността на задния фронт (Fall Time) tf представлява времето на запушване (Turn-Off Time) toff на модула, т.е. на изключване на товара. По време на него напрежението VCE се променя от VCE(sat) до VСС и модулът консумира от захранващия източник енергия на запушването (Turn-Off Switching Energy, Turn-Off Switching Loss) Eoff със стойности от части от mJ до няколко J (в някои каталози се използват еквивалентните мерни едицици mWs и Ws).

Процесът на отпушване на модула (на включване на товара) започва от момента на увеличаване на напрежението VGE. То достига до VGE(th) за времето на закъснение при отпушване (Turn-On Delay Time) td(on). След това започва отпушването на транзистора, което става за време, определяно от продължителността на предния фронт (Rise Time) tr. Сумата td(on)+tr представлява времето на отпушване (Turn-On Time) ton, в края на което целият ток на товара IL на фиг. 2 вече протича като колекторен ток iс на транзистора. Сега натрупаният електрически заряд в диода обуславя протичане на допълнителен колекторен ток, което е причина за отскок с продължителност trr. Тя представлява времето за възстановяване на обратното съпротивление (Reverse Recovery Time) на диода. През времето ton се консумира енергия на отпушване (Turn-On Energy, Turn-On Switching Loss) Eon с приблизително същата стойност както Eoff. С помощта Eon и Eoff могат да се определят разсейваната мощност по време на отпушване Pon = fiEon и по време на запушване Poff = fiEoff.

Безопасните граници, в които могат да са IC и VСЕ при постоянно включен товар се дават от областта на безопасна работа (Save Operating Area) SOA (фиг. 3). Тя е най-малка при постояннотоков товар (продължителност на импулсите ti®Ґ) и се разширява при непрекъснатото му включване и изключване с фиксирана честота и намаляващо ti. Напрежението и тока по координатните оси са нанесени в логаритмичен мащаб, поради което поради което наклонената линия (съответстваща на РС) е права, а не парабола. Областта на безопасна работа при изключване (Reverse Biased SOA) RBSOA, дадена на фиг. 3б, се ограничава от VCES и ICP и показва, че по време на изключването на товара напрежението на транзисторите в модула не трябва да надхвърля VCES, а токът им - ICP. Вместо графика в някои каталози се дават числата ICP@VCES (например 450A@1200V).

Вероятността от късо съединение на товара (включване на модула към даден накъсо товар или късо съединение по време на работа) е напълно реална и затова е необходима оценка на условията, при които модулът няма да се повреди. Те се дават от областта на безопасна работа при късо съединение (Short Circuit SOA) SCSOA на фиг.3в. Тя е валидна за продължителности на късото съединение до дадена стойност, обикновено 5 или 10 ms. Напрежението върху транзистора поради преходни процеси в товара не трябва да надхвърля VCES, а токът на късото съединение може да е най-много n пъти (n е дадено за всеки модул, например 5) по-голям от IC.

При честоти на превключване на товара до около 3 kHz температурата на вътрешните точки на връзка в модула циклично се променя с DTj поради изменения на разсейваната мощност. Тъй като свързаните материали имат различен коефициент на линейно разширение, между тях се получават механични напрежения, които водят до промяна в структурата на материалите и дефекти. Поради това в съпътстващи документи на дадена серия модули се дава графика от вида на фиг. 4, която показва броя на температурните цикли (по ординатата) в зависимост от DTj, а точките от права линия са за вероятност от повреда 1%. Начинът на промяна на температурата е показан горе вдясно. Броят на циклите се нарича Power Cycling и е от порядъка на 105.

Втората група са двутранзисторните модули със свързвания на фиг. 6 и примери за основните параметри в табл. 2. Последователно свързаните транзистори (фиг. 6а) са известни като полумостова схема (Half Bridge, Phase-Leg) HB, а паралелно свързаните (фиг. 6б) с означение РС се използват за получаване на по-голям максимален ток на модула от IC на транзисторите. Съществуват и асиметрични мостове (Аsymetrical Bridge) ASB, само две от рамената на коrто са IGBT. На фиг. 6в е пълната схема на модула от този тип APTGF90DH60TG. Произвеждат се, макар и сравнително малко, модули с два независими SS (означение 2xSS в табл. 2).

Последната основна група са шесттранзисторните модули (Six Pack), които имат различни конфигурации. Една от тях представлява три независими полумоста и в табл. 4 е означена с 3НВ. Друга има свързването на фиг. 8а и често се нарича трифазен мост (3jB). В третата конфигурация обикновено се прибавя още един ключ (3-Phase Brigde with Chopper) с означение 3jB+C, използван за управление на пускането и спирането на електродвигатели. И накрая е конфигурацията на 3-фазен мост с 3-фазен диоден токоизправител. (фиг. 8в), означен в табл. 4 с 3jB+DR.

Сравнително по-рядко се използват тритранзисторни IGBТ модули, един пример за които е FT150R1KE3 на фирмата Infineon (EUPEC) със схема на фиг. 9а и основни параметри VCES = 1200 V, IC = 200 и PD = 700 W. Друга характерна разновидност е дадена на фиг. 9б и обикновено се използва за много мощни модули. Например по нея е реализиран модулът MIO2400-17E10 на компанията IXYS с VCES = 1700 V и IC = 2400 A.

Параметрите им почти съвпадат с тези на IGBT модулите, като разлики има в индексите, например вместо VCES се дава VDSS и вместо IC – токът на дрейна ID. Съществените различия са, че основен параметър е съпротивлението на отпушения транзистор (Drain-Source On-Resistance) RDS(on) с минимална стойност малко под 2 mW и максимална около 1 W и че няма енергии Eon и Eoff. Схемите на свързване са аналогични с тези на IGBT и носят същите наименования. Характерна за някои единични ключове е защитата на входа им от статично електричество с вградени стабилитрони, пример за какъвто е STE45NK80ZD в табл. 5. Най-важната разлика в параметрите на двата класа модули е дадена на фиг. 10 и от нея се вижда, че максималните напрежения и токове на MOS модулите са значително по-малки от тези на IGBT модулите.

Примери за основни параметри на MOS модули са дадени в табл. 5. В началото й са модули SS, а след тях има по един представител на Buck и Boost, които се различават от тези с IGBT по замяната на единия диод с два или с мощен стабилитрон. Специфична конфигурация е с два транзистора с общ сорс (Dual Switch Common Source MOSFET Module), означена в табл. 5 като SSC. Полумостовата схема се използва по-рядко от тази с IGBT и затова в табл. 5 е даден само един пример. Също един е за асиметричен мост (ASB). При използването на каталози трябва да се внимава, тъй като някои производители означават асиметричния и пълния мост като H-Bridge и те могат да се сбъркат с полумост. Една от класическите реализации на пълен мост в табл.5 е модулът с вероятно най-малкото засега съпротивление RDS(on), равно на 1,1 mW. Съществуват немалко разновидности на пълния мост с прибавени диоди последователно и паралелно на транзисторите. Пример за схемата на такъв модул е дадена на фиг. 11. Тя е на означения в табл. 5 с FB+D, който е един от редките все ощеслучаи на използване на диоди от SiC. Също особеност е по-малкото количество трифазни MOS модули в сравнение с IGBT.

Пример за структурата на SPM е дадена на фиг. 12, която е на модула FVP18030IM3LSG1 с основни параметри в табл. 6. Той съдържа два самостоятелни ключа, всеки със свой буфер и високоволтова управляваща схема. Подобна е структурата на почти всички други видове модули, като основните разлики са в свързването на мощните транзистори. Друга особеност е, че вместо VGE(th) в доста модули се дават напреженията на двете логически нива за смяна на състоянието на мощните транзистори. В табл. 6 те са дадени в колоната за VGE(th). Освен това специфичен параметър на модулите, предназначени за ключови стабилизатори, е максималната честота fPWM на входните управляващи импулси.